Что такое дрейфовый бт и почему он лучше диффузионного бт?
При равномерном распределении примеси в базе внутреннее электрическое поле в ней отсутствует, и неосновные носители движутся вследствие процесса диффузии. Такие транзисторы называют диффузионными или бездрейфовыми. При неравномерном распределении примесей в базе имеется внутреннее электрическое поле, и неосновные носители движутся в ней в результате дрейфа и диффузии. Такие транзисторы называют дрейфовыми. Собственное поле в такой базе – ускоряющее для неосновных носителей и сила Кулона FK заставляет их дрейфовать к КП и в результате пересекать базу быстрее (дрейфовый транзистор). Поэтому время пребывания в такой базе (время пролёта) меньше, вероятность рекомбинации и потери из-за неё меньше, частотные и импульсные свойства – лучше.
Как возникает ток базы и какие он имеет составляющие?
Ток базы имеет две составляющие – рекомбинационную, связанную с рекомбинацией носителей заряда в базе и обратный ток КП, связанный с приложенным к нему обратным напряжением.
Почему усиление бт по мощности может достигать тысяч раз?
В схеме с ОБ, коэффициент усиления по мощности определяется по формуле , где: α – Коэффициент усиления по току в схеме с ОБ (незначительно меньше 1), Rн – Сопротивление нагрузки, rэ – Собственное сопротивление ЭП (достаточно мало).
Таким образом, при достаточном Rн, достигается большой коэффициент усиления по мощности. Правда, достигается он только в том случае, если входной сигнал имеет крайне малую мощность – в случае с уже достаточно мощным входным сигналом, для достижения такого же KP (что требует такого же Rн), как и в случае с маломощным сигналом, потребуется повышение напряжения питания усилителя, иначе невозможно будет развить требуемую мощность (мощность определяется как , а напряжение питания транзисторных схем ограничено сверху).
Биполярные транзисторы: устройство, принцип и режимы работы, схема включения, применение, основные параметры
Биполярные транзисторы: устройство, принцип и режимы работы, схема включения, применение, основные параметры
Основной функцией биполярного транзистора (БТ) является увеличение мощности входного электрического сигнала. Эти полупроводниковые радиокомпоненты появились, как альтернатива электровакуумных триодов, и со временем практически вытеснили их из отрасли. Справедливости ради заметим, что лампы применяются и до сих пор, но в очень и очень узком сегменте аппаратуры специального назначения. В массовой же радиотехнике используются, в основном, транзисторы – биполярные и их ближайшие «родственники» полевые.
Ключевое преимущество этих элементов состоит в миниатюрности. Электровакуумный усилитель со схожими характеристиками оказывается в несколько раз крупнее биполярного транзистора. Вследствие этого применение БТ в радиоэлектронике приводит к существенному уменьшению габаритных размеров конечной радиотехнической продукции.
Биполярным данный транзистор называется из-за того, что в физических процессах, протекающих во время его функционирования, участвуют оба типа носителей заряда – и электроны, и дырки. Это оказывает влияние на принцип управления выходным сигналом. В биполярных транзисторах выходными параметрами управляет ток, а не электрическое поле, как в полевых (униполярных).
Устройство биполярного транзистора.
Этот полупроводниковый триод состоит из 3 частей – эмиттера, коллектора и базы. Таким образом, ключевыми элементами биполярного транзистора являются два p-n-перехода, а не один, как в полевых. Эмиттер исполняет функцию генератора носителей заряда, которые формируют рабочий ток, стекающий в приёмник – коллектор. База необходима для подачи управляющего напряжения.
Если рассматривать плоскую модель БТ, то радиокомпонент представляет собой две области с p- или n-проводимостью (эмиттер и коллектор), разделённые тонким слоем полупроводника с проводимостью обратного знака (база). Полупроводниковый кристалл со стороны коллектора физически крупнее. Такое соотношение обеспечивает правильную работу биполярного транзистора.
В зависимости от типа проводимости эмиттера, коллектора и базы различают PNP- и NPN-транзисторы. В принципе, они функционируют одинаково с той лишь разницей, что к ним прикладываются напряжения разной полярности. Выбор того или иного вида БТ определяется особенностями конкретных радиотехнических устройств.
Принцип работы биполярного транзистора.
При подключении эмиттера и коллектора к источнику питания создаются почти все условия для протекания тока. Однако свободному перемещению носителей заряда препятствует база, и для устранения этой помехи на неё подаётся напряжение смещения. В базовом слое полупроводника возникают физико-химические процессы электронно-дырочной рекомбинации, в результате которой через базу начинает течь небольшой ток. В результате p-n-переходы открывают путь потоку носителей заряда от эмиттера к коллектору.
Если ток, протекающий через базу, меняется по какому-то закону, то точно так же изменяется и мощный ток между эмиттером и коллектором. Следовательно, мы получаем на выходе биполярного транзистора такой же сигнал, как и на базе, но с более высокой мощностью. В этом и состоит усилительная функция биполярного транзистора.
Режимы работы.
Существует 4 режима, в одном из которых может работать биполярный транзистор. В этот список входят следующие:
- отсечка;
- активный режим;
- насыщение;
- барьерный режим.
1. Отсечка.
В том случае, если разность потенциалов между эмиттером и базой ниже некоторого значения (примерно 0.6 Вольт), то база-эмиттерный p-n-переход оказывается закрытым, поскольку ток базы не возникает. В связи с этим коллекторный ток не протекает по той причине, что в базовом слое отсутствуют свободные электроны. Таким образом, транзистор переходит в состояние отсечки и сигнал не усиливает. Этот режим используется в цифровых схемах, когда БТ работает как ключ в положении «разомкнуто».
2. Активный режим.
В этом режиме радиокомпонент усиливает сигнал, то есть исполняет свою основную функцию. На базу подаётся разность потенциалов, которая открывает база-эмиттерный p-n-переход. Как следствие, в транзисторе начинают протекать токи коллектора и базы. Значение коллекторного тока вычисляется как арифметическое произведение величины тока базы и коэффициента усиления.
3. Насыщение.
В этот режим биполярный транзистор входит при увеличении тока базы до некоего предельного значения, при котором p-n-переходы полностью открываются. Значение тока, протекающего через БТ при его насыщении, зависит лишь от питающего напряжения и величины нагрузки в коллекторной цепи. В данном режиме входной сигнал не усиливается, ведь коллекторный ток не воспринимает изменений тока базы. Способность транзистора к переходу в насыщение используется в цифровой технике, когда БТ играет роль ключа в замкнутом положении.
4. Барьерный режим.
Здесь транзистор работает как диод с последовательно включённым резистором. Для этого базу напрямую или через малоомное сопротивление соединяют с коллектором. В данном режиме триоды хорошо показывают себя в высокочастотных устройствах. Кроме того, использование транзистора в барьерном режиме целесообразно на реальном производстве для снижения общего количества комплектующих.
Схемы включения биполярных транзисторов.
Полупроводниковый триод может включаться в электрическую цепь по одной из трёх схем – с общим эмиттером, с общим коллектором и с общей базой. В зависимости от способа подключения различаются электрические параметры транзистора, что определяет выбор схемы в каждом конкретном случае.
При включении биполярного транзистора с общим эмиттером достигается максимальное усиление входного сигнала. Благодаря этому данная схема в усилительных каскадах применяется чаще всего.
Схема с общим коллектором по-другому называется эмиттерным повторителем. Это связано с тем, что разность потенциалов на коллекторе и эмиттере оказываются практически равными. При таком включении наблюдаются большое усиление по току, высокое входное сопротивление и совпадение фаз входного и выходного сигналов. Вследствие этого эмиттерные повторители используются в согласующих и буферных усилителях.
При включении БТ по схеме с общей базой отсутствует усиление по току, но значительным оказывается усиление по напряжению. Особенностью данного способа является малое влияние транзистора на сигналы высокой частоты. Это делает схему с общей базой предпочтительной для использования в устройствах СВЧ.
Выходной каскад усилителя мощности
В «классической» литературе по конструированию усилителей мощности звуковой частоты (УМЗЧ) схемотехнике выходного каскада уделяется большое внимание. Однако там рассматривается главным образом структура каскада и использование как комплементарных транзисторов, так и транзисторов одинаковой проводимости, а вот проблема влияния количества транзисторов на работу каскада вообще не ставится. Но количество транзисторов в выходном каскаде и способы их соединения весьма важны для конструирования высококачественных устройств. Попробуем восполнить этот пробел.
Структурная схема УМЗЧ по наиболее распространенной топологии Лина (Lin H. M.) показана на рисунке 1.
Усилитель имеет трехкаскадную структуру. Первый каскад – дифференциальный (ДК). Он работает как преобразователь напряжения в ток (ИТУН – источник тока, управляемый напряжением), кроме того, он является воспринимающим узлом отрицательной обратной связи (ООС): из входного сигнала, поступающего на базу транзистора VT1, вычитается сигнал ООС, поступающий с выхода усилителя на базу транзистора VT2 через делитель напряжения R4, R3. Второй каскад усилителя на транзисторе VT3 осуществляет основное усиление по напряжению, поэтому он называется каскад усиления напряжения (КУН), или проще – усилитель напряжения. Этот каскад работает как преобразователь тока в напряжение (ИНУТ). Важной особенностью является высокое выходное сопротивление как самого каскада, так и его нагрузки, которое определяет не только коэффициент усиления каскада, но и его линейность.
На этом следует остановиться подробнее. Коэффициент преобразования каскада на транзисторе VT3 (зависимость выходного – коллекторного – напряжения от входного тока базы) вычисляется по формуле:
Здесь ( R ВЫХ VT3 || R J2 || R ВХ ВК ) – это суммарное сопротивление параллельно соединенных элементов: выходного сопротивления самого транзистора КУН VT3, внутреннее сопротивление источника тока J2, нагружающего транзистор VT3, и входное сопротивление следующего каскада – выходного каскада усилителя на транзисторах VT4, VT5. Чтобы обеспечить требуемое высокое усиление КУН (десятки тысяч раз), все сопротивления, входящие в формулу (1) должны иметь значения в сотни килоом и больше. Важным фактом является то, что входное сопротивление выходного каскада не просто влияет на работу КУН, а определяет его свойства.
Последний, третий каскад усилителя – выходной каскад (ВК). Он выполнен по схеме повторителя напряжения, так как его функция – передача напряжения с выхода КУН в нагрузку (ИНУН). При этом каскад должен иметь высокое входное и низкое выходное сопротивления, а также быть способным отдавать в нагрузку значительный по величине ток. Вот этот каскад нас и будет интересовать в плане его оптимальной конфигурации для наилучшей работы как самого по себе, так и во взаимодействии с предыдущим каскадом (КУН).
Взаимодействие с КУН проявляется двумя факторами. Во-первых, ток в базы транзисторов выходного каскада поступает с коллектора транзистора КУН, который этот ток должен обеспечить. Во-вторых, величина входного сопротивления ВК влияет на коэффициент преобразования КУН (в дальнейшем для простоты будем называть этот параметр коэффициентом усиления). В нашем случае важно, что нелинейность входного сопротивления ВК, которая характерна для биполярных транзисторов, будет транслироваться в коэффициент усиления КУН и сделает этот каскад также нелинейным. В результате искажения, вносимые в сигнал каскадом усиления напряжения, заметно возрастут.
Обычно главным требованием, предъявляемым к выходному каскаду, является достаточно высокий коэффициент передачи тока. Это важно вот по какой причине. Выходной ток усилителя Iвых (он же является выходным током ВК) может достигать больших значений. Например, выходной мощности 200 Вт на нагрузке 4 ома соответствует выходной ток десять ампер. Входной ток ВК – это ток базы транзисторов VT4, VT5 вычисляется по формуле:
И этот ток базы потребляется из коллекторной цепи предыдущего каскада – КУН, который должен обеспечить требуемое значение тока. То есть ток покоя КУН должен быть заведомо больше максимально возможного тока базы ВК, иначе в выходном каскаде возникнет токовое голодание и произойдет ограничение выходного сигнала. Так что с точки зрения выходного каскада ток покоя КУН должен быть достаточно большим. Учитывая, что коэффициент передачи тока h21э мощных транзисторов невелик, и заметно снижается при больших токах, то требуемый ток покоя транзистора КУН для одной пары выходных транзисторов, как на рис.1, оказывается слишком большим. Принимая максимальный выходной ток Iвых равным десяти амперам, и учитывая коэффициент передачи тока современных мощных транзисторов ВК в схеме на рис. 1 равным при таком токе 20…50, получаем ток покоя VT3 лежащим в пределах 0,2…0,5 ампер. Это нереально ни с точки зрения тепловых процессов, ни с точки зрения нормальной работы усилителя. Кроме того, входное сопротивление ВК, определяемое по формуле:
и являющееся сопротивлением нагрузки КУН, оказывается слишком низким: при сопротивлении нагрузки 4 ома получается Rвх ВК = 80…200 ом.
Проблема решается применением составного эмиттерного повторителя в ВК. То есть сам выходной каскад УМЗЧ становится многокаскадным, а название «выходной каскад» относится в этом случае не к конкретному усилительному каскаду на том или ином транзисторе, а к определенному структурному звену усилителя. У составного эмиттерного повторителя общий коэффициент передачи тока h21э намного больше, чем у одиночного транзистора – он является произведением коэффициентов передачи каждого из транзисторов. При этом следует учитывать, что и при малых, и при больших токах коллектора величина h21э каждого из транзисторов сильно снижается, поэтому общий коэффициент передачи тока получается заметно меньше, чем хотелось бы.
Наиболее популярными являются схемы выходного каскада, использующие составные транзисторы Дарлингтона и двухкаскадного эмиттерного повторителя, рисунок 2 а, б. Именно двухкаскадная схема выходного повторителя описана в литературе и применяется наиболее широко. Гораздо реже используется трехкаскадная схема, рис. 2в. Такая схема применялась в конце ХХ века с мощными транзисторами предыдущего поколения, которые имели довольно низкий собственный коэффициент передачи тока h21э, поэтому приходилось использовать три транзистора для получения приемлемого усиления по току и входного сопротивления.
Давайте рассмотрим работу каждой из схем, представленных на рисунке 2, и сравним их свойства. В данном случае нас интересуют влияние выходного каскада на предыдущий каскад – КУН, которое проявляется в потреблении от него тока баз транзисторов ВК, а также величине и линейности входного сопротивления ВК, влияющих на коэффициент усиления КУН и вносимые им искажения. Исследование будем проводить на модели (программа Multisim ). Как известно, симуляторы не идеально моделируют работу транзисторов и иногда имеют довольно большую погрешность, особенно в «тонких» аспектах их работы. Однако в данном случае погрешность будет мала, так как задействованы более точные низкочастотные модели транзисторов, в которых используются в основном входные характеристики и зависимости коэффициента передачи от тока коллектора, а эти свойства транзисторов как раз довольно хорошо моделируются современными симуляторами. Для моделирования использовались схемы, показанные на рисунке 2.
Для начала рассмотрим величину общего коэффициента передачи тока, получившегося у выходного каскада каждой структуры, рисунок 3. Из рисунка хорошо видно, что коэффициент передачи тока очень сильно зависит от выходного тока. И если снижением значения h21 при малых токах можно пренебречь (так как и выходной ток в числителе формулы (2) становится маленьким), то при больших токах снижение коэффициента передачи весьма неприятно. Коэффициенты передачи тока в ВК на составных транзисторах Дарлингтона и двухкаскадном довольно близки, при больших токах они становятся практически равными, и их величина составляет примерно 20000 раз. Этого явно недостаточно, поскольку по формулам (2) и (3) получаем: Iб=0,5 мА; Rвх ВК = 80 кОм. То есть входной ток ВК будет составлять порядка десяти процентов от тока покоя ВК, что заметно повлияет на работу последнего. А входное сопротивление ВК будет самым минимальным из тех сопротивлений, которые входят в формулу (1), следовательно, его влияние на коэффициент усиления КУН наибольшее и нелинейность входного сопротивления ВК заметно увеличит нелинейность КУН.
С трехкаскадной схемой дело обстоит намного лучше. Поскольку его коэффициент передачи при токе десять ампер равен 225000 раз, то Iб
50 мкА; Rвх ВК=900 кОм. Ток баз транзисторов ВК достаточно мал, чтобы не влиять на режим работы транзистора КУН, а входное сопротивление ВК намного больше остальных сопротивлений, входящих в формулу (1), и его влиянием можно пренебречь. По этой причине нелинейность входного сопротивления ВК практически не скажется на работе КУН. Таким образом, трехкаскадный ВК выглядит более предпочтительным.
Однако приведенные выше рассуждения могут оказаться довольно приблизительными. Тем более что в двухкаскадном ВК ток базы транзисторов VT1, VT2 (рис. 2б) определяется не только током, отдаваемым в базы транзисторов VT3, VT4, но и их собственным током покоя. Использование симулятора позволяет определить величины токов и искажений транзисторов непосредственно. Токи баз транзисторов ВК (суммарный входной ток ВК) при синусоидальном входном сигнале для всех типов схем приведены на рисунке 4. Там же показан и график напряжения на входе ВК, чтобы сделать нагляднее нелинейность входного тока.
Графики на рисунке 4 подтверждают сделанные ранее предположения. Двойная амплитуда (пик-пик) входного тока ВК по схеме Дарлингтона и двухкаскадного примерно составляет один миллиампер. Также хорошо видна нелинейность этого тока, проявляющаяся в отличие графика тока от синусоидального графика напряжения. Графики тока несимметричны относительно оси времени и имеют заметную разницу амплитуд для положительной и отрицательной полуволн. Это означает наличие второй, а возможно и других четных гармоник значительной величины. Сами полуволны тока значительно более узкие, чем полуволны синусоиды входного напряжения. Это говорит о наличии значительных нечетных гармоник в спектре. Кроме того, форма тока аналогична форме сигнала при значительных искажениях типа «ступенька», несмотря на довольно большую величину тока покоя выходных транзисторов, равную примерно 200 миллиампер, что также указывает о значительные нелинейные искажения. Искажения типа «ступенька» проявляются несмотря на то, что параметры всех схем подобраны таким образом, чтобы в режиме класса АВ работали только выходные транзисторы ( VT3, VT4 на рис. 2б и VT5, VT6 на рис. 2в). На самом деле это не классические искажения «ступенька», возникающие при работе в режиме класса В, но похожие на них, поэтому для краткости я их буду так называть. Остальные транзисторы схемы в режим отсечки коллекторного тока не входят (т.е. работают в классе А). Это не относится к составным транзисторам Дарлингтона, у которых выходной транзистор открывается и закрывается вместе со своими внутренними элементами. На вид нелинейность двухкаскадного ВК несколько выше, чем у схемы Дарлингтона. Входной ток трехтранзисторной схемы ВК намного меньше, чем у остальных схем, и на первый взгляд более линеен.
О поведении ВК, содержащего три пары транзисторов судить по рисунку 4 сложно – уж очень мала амплитуда входного тока этого каскада. Поэтому тот же график показан на рисунке 5, но у него масштаб по оси тока в десять раз выше. Поведение трехкаскадного ВК также согласуется с приведенными выше рассуждениями. Амплитуда тока в этой схеме в десять раз меньше, чем у ВК с двумя парами транзисторов, а линейность заметно выше – график тока практически совпадает с синусоидой входного напряжения, и «ступенька» практически отсутствует. Следовательно, выходной каскад с тремя парами транзисторов действительно практически не влияет на работу КУН, не снижает его усиления и не повышает его нелинейность.
В заключение давайте рассмотрим непосредственно нелинейные искажения, вносимые выходными каскадами разных типов. Выходной каскад – источник наибольших искажений, поэтому проблема их снижения является важной. Я твердо убежден, что даже при использовании глубокой общей отрицательной обратной связи (ООС), линеаризующей усилитель, необходимо добиваться максимальной линейности изначального усилителя при разомкнутой петле ООС. Прежде чем рассматривать нелинейные искажения, вносимые каждым из выходных каскадов, необходимо вспомнить, что входной сигнал на ВК поступает с выхода КУН, который является высокоомным. Поэтому на рисунке 6 показан коэффициент гармоник каждого из выходных каскадов при различном сопротивлении источника сигнала. Если источник сигнала является источником напряжения, и его внутреннее сопротивление близко к нулю, то искажения трехкаскадного ВК максимальны – сказывается три нелинейных входных характеристики на пути сигнала. Однако при повышении выходного сопротивления источника сигнала искажения выходного каскада начинают определяться нелинейностью его входного тока, и трехкаскадная схема демонстрирует почти вдесятеро лучшую линейность, по сравнению с двумя другими. Именно в таком режиме и работает реальный ВК.
Рисунок 6 показывает искажения непосредственно ВК, но на самом деле влияние выходного каскада на сигнал усилителя является комплексным – он влияет также на режим работы КУН (отбирая у него ток), а значит и на линейность последнего; влияет на усиление и линейность КУН через входное сопротивление ВК, а также имеет собственную нелинейность. Поэтому необходимо оценить также и влияние схемотехники выходного каскада на усилитель в целом. Искажения усилителя в целом при использовании выходных каскадов различных типов показаны на рисунке 7. На рисунке изображены графики зависимости коэффициента гармоник УМЗЧ без общей ООС (чтобы ООС не снижала искажения и не нивелировала различия в типах ВК) от типа выходного каскада на разных частотах. Необходимость учета частоты вызвана тем, что каскад усиления напряжения охвачен местной частотнозависимой ООС (через конденсатор С на рис. 1), которая с ростом частоты снижает его выходное сопротивление. А величина выходного сопротивления КУН сказывается на величине искажений ВК. На низких и средних частотах нелинейные искажения усилителя с выходным каскадом, содержащим три пары транзисторов, почти в десять раз ниже, чем в традиционной двухтранзисторной схеме. На высоких частотах – ниже в полтора-два раза.
Выводы
1. Усилители, оснащенные выходным каскадом различных типов, имеет значительно различающиеся величины нелинейных искажений. Наименьшими искажениями обладает усилитель с выходным каскадом на трех парах транзисторов (рис. 2в). Это подтверждается как исследованием свойств каскадов и особенностей их работы, так и непосредственными измерениями. В настоящее время такой выходной каскад употребляется большей частью в усилителях без общей ООС, как раз из-за его высокой линейности.
2. Наихудшей в плане линейности является схема ВК с двумя парами транзисторов (рис. 2б). Схема, содержащая составные транзисторы Дарлингтона, имеет несколько более высокую линейность. Обратите внимание, что разница между этими каскадами маленькая. А параметры выходных транзисторов разных типов сильно различаются, так что может быть с какими-то транзисторами двухкаскадная схема окажется лучше, чем транзисторы Дарлингтона. Да и симулятор вносит некоторую погрешность в результат, вот только неизвестно, в чью пользу. Так что утверждать наверняка о том, что схема Дарлингтона всегда имеет преимущество перед двухкаскадной, я бы не стал.
3. Соотношения линейностей разных типов выходных каскадов «лучший-средний-худший» сохраняются для всех сторон работы как ВК отдельно, так и совместно с остальными каскадами усилителя. Следовательно, эти свойства закономерны и являются следствиями различий в схемотехнике выходных каскадов, независимо от типов применяемых транзисторов и режимов их работы.
Рекомендации
1. При охвате усилителя глубокой общей ООС, его искажения заметно снижаются. Поэтому разница в применении выходных каскадов различных типов будет мала. Тем более что на средних и особенно низких частотах, где различие линейных свойств ВК наибольшее, глубина ООС максимальна, и в наибольшей степени сглаживает различия в типах ВК. Таким образом, в бюджетных решениях с глубокой общей ООС можно рекомендовать схему на рисунке 2б, как наиболее простую и дешевую. Скорее всего, наиболее широкое применение этой схемы вызвано именно экономическими причинами (она применяется и в дорогих Hi-End усилитлелях — несмотря на заявления производителей о их бесконечной заботе о звуке, на самом деле они заботятся о прибылях, и экономят на всем, в том числе и на транзисторах ВК).
2. Выходной каскад на составных транзисторах Дарлингтона (рис. 2а) обладает чуть лучшей линейностью, чем схема с двумя парами транзисторов. Но при работе в режиме класса АВ в таком каскаде будут наибольшие проблемы, вызванные наличием неуправляемых токов транзистора из-а рассасывания неосновных носителей при его запирании. Это вызывает появление так называемых коммутационных искажений, которые в наибольшей степени проявляются именно в составных транзисторах Дарлингтона. В моем моделировании коммутационные искажения не учитывались. Так что такая схема может быть рекомендована лишь для супербюджетных или очень малогабаритных конструкций.
3. Наилучшей линейностью, заметно превосходящей конкурентов, обладает схема выходного каскада с тремя парами транзисторов (рис. 2в). Именно ее необходимо использовать для построения действительно высококачественных УМЗЧ. Тем более что она не намного сложнее других схем – дополнительно появляются всего два маломощных транзистора и один резистор, так что ее соотношение цена/качество этой схемы заметно лучше, чем у остальных. Тот факт, что глубокая общая ООС нивелирует разницу в работе выходных каскадов не следует принимать во внимание при разработке высококачественной звукотехники, поскольку здесь возникает ряд «тонких моментов», и наилучшей ситуацией является такая, когда исходный усилитель максимально линеен еще до охвата его цепью ООС . Именно игнорирование этого принципа приводит к тому, что субъективные оценки звучания усилителя получаются низкими и делаются заявления о «вреде» общей ООС.
Биполярные транзисторы (БТ).
БТ это активные п/п-вые приборы, служащие для усиления мощности электрических сигналов. БТ состоит из трех чередующихся слоев п/п-ка с электропроводностями разных типов и двух p — n -переходов. Различают транзисторы типа p-n-p (рис. 2.9, а)и n-p-n (рис. 2.9, е). Обозначения БТ этих типов показаны на рис. 2.9, б, г.
Внутреннюю область транзистора, разделяющую р-n -переходы, называют базой. Она тонкая и низколегированная. Внешний слой п/п-ка, предназначенный для внедрения носителей заряда в базу, называют эмиттером, а p-n -переход П1,примыкающий к эмиттеру — эмиттерным. Другой внешний слой, вытягивающий носители заряда из базы, называют коллектором, а переход П2 — коллекторным. База является электродом, управляющим значением тока, проходящего через транзистор, так как, меняя напряжение между базой и эмиттером, можно управлять плотностью тока.
БТ изготавливают из германия и кремния. Обозначение БТ: первый элемент (цифра или буква)-материал п/п-ка: 1 или Г-германий, 2 или К – кремний; второй элемент — буква Т, у полевых — буква П; третий элемент- трехзначный номер -указывает мощность и частотный диапазон; четвертый элемент-(буква) — разновидность транзистора данного типа. Например, ГТ905А — германиевый мощный высокочастотный транзистор, разновидность типа А.
Если эмиттерный переход напряжением Uэб смещен в прямом направлении, а коллекторный переход напряжением Uкб — в обратном (см. рис. 2.9, а, в), то включение транзистора называют нормальным. При перемене полярности напряжений Uэб и Uкб получим инверсное включение транзистора.
Рассмотрим работу БТ типа p-n-p,включенного по схеме с общей базой (рис. 2.11 ).
При наличии источников смещения Еэ и Ек указанной полярности дырки перемещаются из эмиттера в базу, а электроны из базы в эмиттер. Т.к. концентрация электронов в базе во много раз меньше концентрации дырок в слое эмиттера, то встречный поток электронов значительно меньше. Поэтому при встречном перемещении дырок и электронов произойдет их частичная рекомбинация, а избыток дырок внедряется в слой базы, образуя ток эмиттера.Они перемещаются к коллекторному р-n -переходу. Поток электронов образует маленький базовый ток Iб. Так как толщина базы wб современных транзисторов составляет единицы микрон, то большая часть дырок достигает коллекторного p-n -перехода и захватывается его полем.При этом в коллекторной цепи проходит ток Iк, замыкая общую цепь тока. Т. о., для токов транзистора справедливо соотношение Iэ=Iб+Iк
Перенос тока из эмиттерной цепи в коллекторную характеризуется коэффициентом передачи тока эмиттера h21б=(ðIк/ðIэ)Uкб=const, который у современных транзисторов достигает 0,95-0,99 и более. Поэтому Iб≈(0,05 ÷ 0,01) Iэ и Iк = (0,95 ÷ 0,99)Iэ.
Т. о., изменение тока входной цепи вызывает соответствующее изменение тока в выходной цепи. Поскольку эмиттерный p-n -переход включен в прямом направлении, а коллекторный — в обратном, то маленькое изменение входного напряжения вызывает значительно большее изменение выходного напряжения. На этом свойстве и основано усилительное действие транзистора.
Хотя коэффициент передачи тока h21б меньше единицы, коэффициенты усиления по напряжению EU и по мощности КР могут достигать больших значений. Дело в том, что при прямом включении эмиттерного перехода его сопротивление переменному току RВХ составляет несколько десятков Ом, а сопротивление коллекторного перехода при обратном включении достигает сотен килоом. Поэтому в выходную цепь транзистора можно включать большое сопротивление нагрузки Rк >>RВХ. Тогда коэффициент усиления по напряжению КU= UBЫХ / UBX= IкRк / IэRВХ= h21бRк/RВХ >>
и коэффициент усиления по мощности
Понравилась статья? Добавь ее в закладку (CTRL+D) и не забудь поделиться с друзьями: